스타트업 및 하우스키핑 전력 컨버터에 널리 이용되는 토폴로지의 하나가 피크 전류 모드 컨트롤 방식의 불연속 모드 플라이백 컨버터이다. 그림 1의 회로도는 이러한 애플리케이션 유형의 회로 예를 보여준다.
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불연속 모드는 3개 상태로 이루어진다. 이러한 3개 상태 모두가 내부 타이머가 단일 사이클을 완료하는 시간 간격에 일어난다. 이 예에 이용된 IC인 UCC38C44의 내부 타이머는 톱니파형 램프 제너레이터이다.
이 컨버터의 첫번째 페이즈는 Q1을 턴온하는 것으로 시작하는데 이것은 RT/CT 핀의 램프가 충전을 시작함과 동시에 시작된다. T1의 일차 권선 전류가 증가하기 시작함으로써 RIsense 상에서 전압이 구축되도록 한다. 이 전압이 피드백 루프에 의해 정해지는 피크에 도달하면 메인 스위치가 턴오프하고 일차 인덕턴스에 저장된 인덕티브 에너지에 의해서 T1의 권선 전압이 극성을 전환한다.
이것이 두번째 페이즈의 시작이다. 이 페이즈에서는, 일차 권선에 저장된 에너지가 전류의 형태로 부하로 공급된다. 이 전류는 선형적으로 0으로 감소한다.
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전류가 0에 달하면 회로가 세번째 페이즈로 들어가서 메인 스위치가 오프되고 트랜스포머가 출력으로 에너지를 공급하지 않는다. 이는 일차 권선 상에서 전압의 공진 링잉의 특성으로 나타난다.
그림 2는 이 세 페이즈를 알기 쉽게 보여주고 있으며 Q1과 RIsense의 전압을 보여준다.
불연속 플라이백의 요구에 대해 간략하게 살펴보는 것이 필요할 수 있다. 최소 입력 전압과 최대 부하로 동작하는 정주파수 컨버터의 경우에 메인 스위치의 총 ‘온(ON)’ 시간과 부하로 에너지를 공급하기 위해 필요한 시간을 더한 것이 가용 사이클 시간의 100%를 넘지 않아야 한다. 최소 입력 전압으로 다이오드가 전도를 멈추었을 때, 드레인 상의 전력 스위치 전압이 접지 이하로 링하는 것을 방지하기 위해서는 일차 권선의 반사 전압이 최소 입력 전압보다 낮아야 한다.
고정 부하, 일차 인덕턴스, 주파수일 경우에 사이클당 저장되는 에너지(그러므로 출력 부하)는 피크 전류의 함수이므로 트랜스포머로 전달되는 에너지/전력은 다음과 같다:
Power = 1/2 × Lmag × Ipeak2 × Freq (공식 1)
고정 입력 전압 및 일차(자화) 인덕턴스에 대해서 인덕터의 일차 권선의 전류 변화의 비율은 고정적이다:
V = Lmag × di/dt (공식 2)
고정 입력 및 출력 전압, 부하, 동작 주파수의 안정 회로는 특정한 에너지 전달을 달성하기 위해 고정적이며 안정적인 ‘온’ 시간이어야 한다. 기생 부품이 이러한 이상적인 조건에 다소의 변동을 일으킬 수 있다. 이것이 안정 회로에서 불안정성을 나타내는 것으로 보일 수 있다.
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이를 이해하기 위해서는 스위칭이 이루어질 때 회로의 작용에 대해 살펴볼 필요가 있다. 특히 출력 다이오드가 전도를 중단한 바로 직후 그리고 전력 스위치가 턴온하기 바로 직전의 메인 스위치 전압과 인덕터 전류를 살펴보아야 한다. 그림 3은 이 회로의 개략적인 모습으로서 Lmag는 일차 사이드 자화 인덕턴스이고, Csum은 집단 기생 커패시턴스이고, Rwinding은 유효 권선 레지스턴스이다.
이때 회로는 L-R-C 직렬 공진 회로이며(Csum은 권선들의 총 커패시턴스의 합) 입력 전압과 동일한 dc 오프셋으로 반사 출력 전압으로 충전된다. 반사 출력 전압은 Lmag의 것이다. 이 회로는 공식 3에 따라서 인덕턴스, Lmag, 커패시턴스 Csum에 의해 설정되는 주파수에서 링을 일으킨다:
Freq = 1/ 2 × π × L × C (공식 3)
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트랜스포머의 한 단자가 입력 전압으로 연결되므로 이 회로는 Vin과 동일한 dc 오프셋을 이용한다. Rwinding으로 표시되는 손실의 함수로서 파형이 쇠약해진다. 그림 4는 전압 및 전류 파형의 예를 보여준다.
그림 4는 스위칭 FET 드레인의 전압 파형과 일차 권선 전류를 보여준다. 이들 파형은 페이즈2의 끝과 페이즈3의 시작을 나타낸다. 그림 4의 전압, 전류, 시간은 대표적인 예를 보여주는 것이며 일정한 비율로 변화하는 것이 아니다.
다이오드 전도와 메인 스위치 턴온 사이의 시간이 충분히 길다면 링잉이 없어지고 감지할 만한 지터가 일어나지 않는다. 하지만 이 시간이 짧고 다음 페이즈1의 시작 시점에 상당한 링잉이 여전히 존재한다면 지터가 있을 수 있다.
그림 2의 파형이 이러한 경우이며 그림 5는 이를 보여준다.
링잉은 트랜스포머의 일차 권선 내의 발진 전류 및 전압을 나타내는 것이다. 손실을 무시하고 그림 3의 경우라 했을 때 시스템의 에너지는 처음에는 커패시턴스의 최대 전압으로 나타낼 수 있다. 이 에너지는 공진 링 사이클에 인덕턴스를 통해서 전류로 변환된다. 이 컨버전은 다음 공식들에 따라서 권선을 통해 최대 전류가 흐르도록 한다. 여기서 E는 시스템의 총 에너지이다. 링잉 파형의 어느 지점에서나(각기 다른 V 및 각기 다른 Imag) 공식 4와 5의 합(손실 무시)은 E가 되어야 한다:
E = (1/2)Csum×V2 (공식 4)
V = (1/2)Lmag×Imag2 (공식 5)
만약 V가 출력 다이오드가 전도를 멈추는 지점의 일차 권선의 유효 순간 전압이라면 Imag은 자화 인덕턴스 Lmag의 유효 전류이다. 이 권선의 전압이 제로 지점을 통과해서 링잉을 일으키면 위의 공식들은 폐쇄 회로의 최대 전압 및 전류를 나타낸다. 링잉의 방향에 따라서 이 전류는 음전류이거나 양전류일 수 있다.
그러므로 이들 공식에 따르면 링 사이클의 지점에 따라서 일차 권선의 유효 전류가 각기 달라진다. 이는 일차 권선에서 각기 다른 잔류 전류가 되도록 한다. 그러므로 메인 스위치가 링 사이클의 각기 다른 시작 지점에서 턴온하면 회로가 전류 램프의 시작 지점이 각기 달라진다. 사이클마다 시작 지점이 달라질 수 있으므로 동일한 피크 전류에 도달하는 시작이 달라질 수 있으므로 ‘온’ 시간이 달라진다.
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컨버터의 메인 스위치가 턴온하는 시간은 앞에서 설명한 바와 같이 별도의 R/C 오실레이터에 의해 정해지므로 사이클당 고정적인 시간이다. 이차 권선으로 에너지를 전달하기 위한 시간은 출력 전압과 자화 인덕턴스에 의해서 고정적이며 변하지 않는다.
그러면 나머지 시간은 ‘온’ 시간의 다소의 변동에 의한 다소의 변동이 있으며 그러므로 링 시간에 있어 다소의 변동이 있게 된다. 이는 그림 5에서 링 전압 파형 상에서 페이즈3이 끝나고 페이즈1이 시작하는 지점에서 보여주고 있다. 이로 인해서 일차 권선의 순간 전류가 사이클에 따라서 다소 변동된다. 이 차이를 그림 5에서 페이즈1이 시작할 때의 전류 검출 레지스턴스의 초기 전압 차이로서 보여주고 있다. 이 동작이 ‘온’ 시간의 변동을 야기한다.
듀티 사이클의 이와 같은 변동을 안정성 문제로 잘못 해석할 수 있으며 이 문제를 제거하기 위한 시도에서 많은 작업을 하게 될 수 있다. 이를 점검하는 신속한 방법은 입력 전압을 증가시키거나 감소시키는 것이다. 그러면 메인 FET가 턴온할 때 입력 전압이 변하는 것에 따라서 링잉이 마루나 골 쪽으로 이동한다. 그러면 지터의 진폭을 감소시킬 것이며 어떠한 변화이든 다음 사이클에는 이 변화를 감소시킬 것이므로 파형의 기울기를 따라 끝에서는 지터를 완전히 제거할 수 있다.
결론
기생 커패시턴스를 최소화함으로써 저장되는 에너지를 감소시키므로 권선의 전류를 제한하고, 링 주파수를 높이고, 위에서 설명하는 작용을 감소시킬 수 있다. 링잉을 최소화하기 위해 댐핑 요소를 추가하면, 손실을 증가시키는 결과를 가져온다. 지터는 불안정성의 결과가 아니고 설명될 수 있는 것이므로 원인을 알아낸 다음에는 무시해도 안전하다.
참고 자료
UCC38C44의 데이터시트 및 기타 기술 자료는 www.ti.com/ucc38c44-ca에서 다운로드할 수 있다.(TI의 전력 솔루션에 관한 자세한 내용은 www.ti.com/power-ca 참조)
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기자 : 뉴스관리자 기자 
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